Много лет работаю в области создания средств захвата и обработки сигналов от бортовых и береговых навигационных РЛС. Примерно года два назад выпустил последнюю, на сегодняшний день, версию нашей платы RVAQ (Radar Video AcQuisition) и задумался, чем в жизни заняться дальше. Хотелось чего-то нового и неизведанного. Выбор пал на неохваченную мной до сих пор область — цифровой радиоприем с легким заходом в СВЧ-область.
Это первая глава, посвященная начальной постановке задачи.
С чего начать, если никогда профессионально не занимался цифровым радиоприемом, если не считать приемник «Мишутка», собранный в детстве? Конечно, с освежения памяти чтения Полякова и модели в MATLAB. Исходной идеей являлось создание многоканального приемника диапазона 156-162МГц для мониторинга и записи всех активных переговоров в морском УКВ-диапазоне. Перечислю желаемые свойства такого приемника:
1. Полоса приема не менее 6 МГц (162-156=6)
2. Чувствительность не хуже -110дБм, а то засмеют
3. Большой динамический диапазон, так как когда слушаешь на берегу судно в море за 30 миль, рядом обязательно кто-то заорет своими 25-ю ваттами. Для приличных приемников уровень блокирования должен быть не меньше 70дБ. Забегая немного вперед, скажу, что получилось реализовать более 90дБ по блокированию. Одним словом, RTL-SDR решительно не соответствовал ожиданиям. Прикидку начал, как ни странно, с выбора АЦП. Так как если в природе нет соответствующих (хотя бы в теории) АЦП, то и браться не стоит. Такой АЦП нашелся.
Теперь нужно выбрать архитектуру приемника. Обзор актуальных решений, изучение элементной базы и интуиция позволили остановиться на приемнике прямого преобразования. Также решено было перенести в ноль частоты интересующий участок спектра при помощи квадратурного демодулятора и работать в первой зоне Найквиста, чтобы максимально утилизировать все качества выбранного АЦП.
clear all; k = 1.381e-23; % Joule/K - Boltzmann's Constant T0 = 290; % K - temperature % Encoding Windows-1251 % 1. Функциональная схема % 1010 - Схема защиты входных каскадов % 1011 - Преселектор % 1012 - Управляемый МШУ (вкл/выкл.) % 1013 - Фильтр основной селекции % 1014 - Управляемый усилитель петли АРУ % 1015 - Квадратурный смеситель % 1021, 1022 - Фильтры низкой частоты. % 1031, 1032 - Низкочастотные усилители % 1041, 1042 - Фильтры низкой частоты АЦП % 1051, 1052 - АЦП % 2. Системная диаграмма радиотракта для анализа мощности шумов и чувствительности Rrf_inp_ohm = 50; % Ohm - входной импеданс. % 2011 - Преселектор BWrf_ekv_prf_hz = 20.0e6; % Hz - Эквивалентная полоса пропускания преселектора Lrf_max_prf_db = 1.0; % dB - Максимальный уровень затухания преселектора в рабочей полосе РПУ (insertion loss) % 2012 - МШУ % (для примера взяты параметры Agilent MGA-71543 с учетом реализационных потерь) Grf_lna_db = 16.0; % dB - Коэффициент усиления МШУ NFrf_lna_db = 1.0; % dB - Коэффициент шума МШУ % 2013 - Фильтр основной селекции BWrf_ekv_fms_hz = 6.0e6; % Hz - Полоса пропускания фильтра основной селекции Lrf_max_fms_db = 4.0; % dB - Максимальный уровень затухания фильтра основной селекции в полосе пропускания (insertion loss) % 2014 - Усилитель высокой частоты % (для примера взяты параметры Agilent MGA-71543 с учетом реализационных потерь) Grf_amp_db = 16.0; % dB - Коэффициент усиления УВЧ NFrf_amp_db = 1.0; % dB - Коэффициент шума УВЧ % 2015 - Квадратурный смеситель % (для примера взяты параметры Analog Devices ADL5387) Grf_mix_db = 4.5; % dB - Коэффициент усиления квадратурного смесителя NFrf_mix_db = 15.0; % dB - Коэффициент шума квадратурного смесителя IP1dBrf_mix_dbw = 13.0 - 30.0; % dBW - Input P1dB (IP1dB) % 3. Системная диаграмма цифрового приемника для анализа чувствительности и максимально допустимого уровня блокирующего сигнала % 3011 - Радиотракт % Коэффициент шума радиотракта (db) NFrf_sys_db = pow2db( ( db2pow( Lrf_max_prf_db ) ) + ... ( db2pow( NFrf_lna_db ) + 1 ) / ( db2pow( -Lrf_max_prf_db )) + ... ( db2pow( Lrf_max_fms_db ) + 1 ) / ( db2pow( -Lrf_max_prf_db ) * db2pow( Grf_lna_db )) + ... ( db2pow( NFrf_amp_db ) + 1 ) / ( db2pow( -Lrf_max_prf_db ) * db2pow( Grf_lna_db ) * db2pow( -Lrf_max_fms_db )) + ... ( db2pow( NFrf_mix_db ) + 1 ) / ( db2pow( -Lrf_max_prf_db ) * db2pow( Grf_lna_db ) * db2pow( -Lrf_max_fms_db ) * db2pow( Grf_amp_db )) ... ); % Коэффициент усиления радиотракта (dB) Grf_sys_db = ( Grf_lna_db + Grf_amp_db + Grf_mix_db ) - ( Lrf_max_prf_db + Lrf_max_fms_db ); % Полоса сигнала на выходе радиотракта (Hz) BWrf_sys_hz = BWrf_ekv_fms_hz; % 3012 - Baseband LPF Lbb_lpf_db = 9; % dB - Максимальный уровень затухания Baseband LPF в полосе пропускания (insertion loss) % 3013 - Baseband УНЧ (LTC6400-14) Gbb_opa_db = 0; % dB - Коэффициент усиления УНЧ NFbb_opa_db = 0; % dB - Коэффициент шума УНЧ % Эквивалентный коэффициент усиления УНЧ, состоящего из фильтра и ОУ (dB) Gbb_lfa_db = Gbb_opa_db - Lbb_lpf_db; % Коэффициент шума системы от входа до выхода УНЧ (dB) - практически не поменялся. NFbb_sys_db = pow2db( ( db2pow( NFrf_sys_db ) ) + ... ( db2pow( NFbb_opa_db ) + 1 ) / ( db2pow( Grf_sys_db )) ... ); % Коэффициент усиления системы от входа до выхода УНЧ (dB) Gbb_sys_db = Grf_sys_db + Gbb_lfa_db; % Полоса сигнала в основной полосе (Hz) - не поменялась BWbb_sys_hz = BWrf_sys_hz; % Мощность шума на выходе УНЧ в основной полосе (dBW) PNbb_out_dbw = pow2db( k * T0 * BWrf_sys_hz ) + NFbb_sys_db + Gbb_sys_db; % 3014 - АЦП % (для примера взяты параметры 1 канала Linear Technology LTC2271) FSadc_hz = 20.0e6; % Hz - Sampling rate SNadc_fs_db = 84; % dB - SNR NBadc_fs_bits = 16; % bits - Full scale bits Vadc_fs_v = 2; % V - Full scale voltage Radc_inp_ohm = 1000; % Ohm - Input ADC resistance % Мощность синусоидального сигнала при размахе на полную шкалу для пары АЦП (dBW) PFSadc_inp_dbw = pow2db( 2.0 * (( Vadc_fs_v * 0.5 * sqrt( 0.5 )) ^ 2 ) / Radc_inp_ohm ); % Мощность собственного шума пары АЦП (dBW) PNadc_snr_dbw = PFSadc_inp_dbw - SNadc_fs_db; % Мощность шума квантования пары АЦП (dBW) PNadc_qan_dbw = PFSadc_inp_dbw - ( NBadc_fs_bits * mag2db( 2 ) + mag2db( sqrt( 6 ) / 2 )); % adding correction factor for sinusoidal signal % 3015 - Эквивалентная схема обработки сигнала с ЧМ SNfm_min_db = 12.0; % dB - минимальное отношение сигнал-шум для приема голосовых передач в режиме ЧМ BWfm_max_hz = 25.0e3; % Hz - максимальная ширина полосы канала, предназначенного для передачи речи BWfm_min_hz = 6.25e3; % Hz - минимальная ширина полосы канала, предназначенного для передачи речи % Чувствительность радиотракта (dBW) при идеальных АЦП и цифровой обработке канала передачи (минимальная мощность в полосе канала передачи) Pfm_min_dbw = pow2db( k * T0 * BWfm_max_hz ) + NFbb_sys_db + SNfm_min_db; % Мощность сигнала на выходе унч при синусоидальном входном сигнале, по уровню равным уровню чувствительности (dBW) Pfm_min_bb_sys_dbw = Pfm_min_dbw + Gbb_sys_db; % Мощность сигнала на входе смесителя. Такой сигнал после прохождения всех последующих каскадов % на выход АЦП даст размах полной шкалы (dBW) PFSmix_inp_dbw = PFSadc_inp_dbw - Gbb_lfa_db - Grf_mix_db; % Запас линейного участка передаточной характеристики смесителя (по входу) deltaPmix_inp_lin = IP1dBrf_mix_dbw - PFSmix_inp_dbw;
% Разрешение БПФ равно минимальной полосе канала Nfft = 2 * (( FSadc_hz / 2 ) / BWfm_min_hz ); Nsmp = Nfft; tmp_fft_buf = zeros( 1, Nfft ); tmp_acc_buf = zeros( 1, Nfft ); tmp_smp_buf = zeros( 1, Nsmp ); max_acc = 30; for acc = 1:max_acc % Принимаемый сигнал 1 % на входе приемного тракта - сигнал на уровне чувствительности приемного тракта % на входе АЦП - сигнал прошедший все каскады преобразования и усиления PS1 = db2pow( Pfm_min_bb_sys_dbw ); WS1 = 25.0e3; FS1 = 1.0e6; Fstart = FS1; Fstop = Fstart + WS1 - BWfm_min_hz; Pstep = PS1 / ( WS1 / BWfm_min_hz ); PS1_smp_buf = zeros( 1, Nsmp ); for f = Fstart:BWfm_min_hz:Fstop phi_acc = 2.0 * pi * rand( 1 ); % random phase phi_stp = pi * ( f / ( FSadc_hz / 2 )); for k = 1:Nsmp PS1_smp_buf( k ) = PS1_smp_buf( k ) + sqrt( Pstep ) * exp( j * phi_acc ); phi_acc = phi_acc + phi_stp; if( phi_acc > ( 2.0 * pi )) phi_acc = phi_acc - 2.0 * pi; else if( phi_acc < ( -2.0 * pi )) phi_acc = phi_acc + 2.0 * pi; end end end end % Принимаемый сигнал 2 % на входе приемного тракта - сигнал по уровню близок блокировке приемного тракта % на входе АЦП - сигнал прошедший все каскады преобразования и усиления PS2 = db2pow( PFSadc_inp_dbw - 1.0 ); % -1 dB back off WS2 = 25.0e3; FS2 = -2.0e6; Fstart = FS2; Fstop = Fstart + WS2 - BWfm_min_hz; Pstep = PS2; PS2_smp_buf = zeros( 1, Nsmp ); for f = Fstart:BWfm_min_hz:Fstop phi_acc = 2.0 * pi * rand( 1 ); % random phase phi_stp = pi * ( f / ( FSadc_hz / 2 )); for k = 1:Nsmp PS2_smp_buf( k ) = PS2_smp_buf( k ) + sqrt( Pstep ) * exp( j * phi_acc ); phi_acc = phi_acc + phi_stp; if( phi_acc > ( 2.0 * pi )) phi_acc = phi_acc - 2.0 * pi; else if( phi_acc < ( -2.0 * pi )) phi_acc = phi_acc + 2.0 * pi; end end end end % Шум на выходе унч основной полосы PN1 = db2pow( PNbb_out_dbw ); WN1 = BWbb_sys_hz; Pfull_bw = PN1 * ( FSadc_hz / WN1 ); PN1_smp_buf = sqrt( 0.5 * Pfull_bw ) * complex( randn( 1, Nsmp ), randn( 1, Nsmp )); tmp_fft_buf = fftshift( fft( PN1_smp_buf )); tmp_msk_buf = zeros( 1, Nfft ); tmp_msk_buf((( Nfft / 2 ) - (( WN1 / FSadc_hz ) * ( Nfft / 2 )) + 1 ) : (( Nfft / 2 ) + (( WN1 / FSadc_hz ) * ( Nfft / 2 )))) = ... ones( 1, (( WN1 / FSadc_hz ) * Nfft )); tmp_fft_buf = tmp_fft_buf .* tmp_msk_buf; PN1_smp_buf = ifft( fftshift( tmp_fft_buf )); % Шум аналоговой части АЦП PN2 = db2pow( PNadc_snr_dbw ) - db2pow( PNadc_qan_dbw ); %PN2 = db2pow( PNadc_snr_dbw ); Pfull_bw = PN2; PN2_smp_buf = sqrt( 0.5 * Pfull_bw ) * complex( randn( 1, Nsmp ), randn( 1, Nsmp )); % Ограничитель и квантователь АЦП QAN_smp_buf = PS1_smp_buf + PS2_smp_buf + PN1_smp_buf + PN2_smp_buf; QAN_delta = Vadc_fs_v / ( 2 ^ NBadc_fs_bits ); QAN_smp_buf = round( QAN_smp_buf ./ QAN_delta ) .* QAN_delta; QAN_smp_buf_re = real( QAN_smp_buf ); QAN_smp_buf_re( find( QAN_smp_buf_re > ( Vadc_fs_v / 2.0 ))) = Vadc_fs_v / 2.0; QAN_smp_buf_re( find( QAN_smp_buf_re < ( -Vadc_fs_v / 2.0 ))) = -Vadc_fs_v / 2.0; QAN_smp_buf_im = imag( QAN_smp_buf ); QAN_smp_buf_im( find( QAN_smp_buf_im > ( Vadc_fs_v / 2.0 ))) = Vadc_fs_v / 2.0; QAN_smp_buf_im( find( QAN_smp_buf_im < ( -Vadc_fs_v / 2.0 ))) = -Vadc_fs_v / 2.0; QAN_smp_buf = complex( QAN_smp_buf_re, QAN_smp_buf_im ); % Спектр после ADC tmp_smp_buf = QAN_smp_buf; %tmp_smp_buf = PS1_smp_buf + PS2_smp_buf + PN1_smp_buf + PN2_smp_buf; tmp_fft_buf = fft( tmp_smp_buf ) / Nfft; tmp_acc_buf = tmp_acc_buf + ( tmp_fft_buf .* conj( tmp_fft_buf )); end tmp_acc_buf = tmp_acc_buf ./ max_acc; f = linspace(( -FSadc_hz / 2 ) + BWfm_min_hz, FSadc_hz / 2, Nfft ); plot( f, pow2db( fftshift( tmp_acc_buf ))); xlim( [( -FSadc_hz / 2 ), ( FSadc_hz / 2 )] ); ylim( [-150.0, -20.0] ); title('Power Spectrum') xlabel('Frequency (Hz)') ylabel('P(f) dBW') drawnow;
К сожалению, картинку пока вставить не смог (нет под рукой подходящего хостинга), поэтому ссылка на Яндекс-диск.
Что ж, модель показала жизнеспособность идеи — чувствительность -115дБм, блокровка под 90дБ.
Далее, в ПЛИС, с помощью блока нормализации сигналов квадратур, мы уберем постоянную составляющую, справимся с зеркальным каналом и подадим сигнал на вход DDC. После сноса интересующей частоты в ноль, сигнал попадет на цепочку цифровых CIC — и FIR-фильтров, формирующих канальную полосу. Разумеется, если мы хотим одновременно принимать не один канал, у нас должна быть кучка DDC и фильтров.
В следующей статье, если публике будет интересно, расскажу о дальнейших шагах в моделировании, и оценке аппаратных ресурсов ПЛИС.
